?超聲波發(fā)生器與超聲波換能器匹配電路的設計

超聲波發(fā)生器與超聲波換能器匹配

    　 超聲波發(fā)生器與超聲波換能器匹配包括兩個方面，一是通過匹配使發(fā)生器向換能器輸出額定的電功率，這是由于發(fā)生器需要一個最佳的負載才能輸出額定功率所致，把換能器的阻抗變換成最佳負載，也即阻抗變換作用；二是通過匹配使發(fā)生器輸出效率最高，這是由于換能器有靜電抗的原因，造成工作頻率上的輸出電壓和電流有一定相位差，從而使輸出功率得不到期望的最大輸出，使發(fā)生器輸出效率降低，因此在發(fā)生器輸出端并上或串上一個相反的抗，使發(fā)生器負載為純電阻，也即調諧作用。由此可見匹配的好壞直接影響著功率超聲波源的產生和效率。

　　　　　　　　　　超聲波發(fā)生器原理方框圖，自動追頻超聲波發(fā)生器原理圖

二、阻抗匹配

　　為了使功率放大器輸出額定功率最大；在電源電壓給定條件下主要取決于負載阻抗。一般在D類開關型功放中其發(fā)生器變壓器初級等效負載Rl'上的輸出功率表達式為：

式中，VAm為等效負載上的基波幅度； vcc為電源電壓；vces為功放管飽和壓降，

    為了保證系統(tǒng)有一定功率余量(因輸出變壓器，末級匹配回路及晶體管損耗電阻都有損耗，po' 需要乘上一個約等于1．4—1．5的系數。即輸出功率po為1．5Po'；

從上式可知，在電源電壓給定之后，輸出功率的大小取決于等效負載RL’。目前大多數功率超聲發(fā)生器的負載為壓電型換能器，其阻抗約為幾十歐姆至幾百歐姆間，為了要達到要求的額定功率，因此需要對換能器負載RL進行阻抗變換。由高阻抗變換為低阻抗。一般常用的方法，通過輸出變壓器的初次級線圈的匝數比進行變換。變壓器次初級匝數比為n／m，則輸出功率PO時的初級電阻

舉例：要求一超聲波發(fā)生器輸出在超聲波換能器上的功率為1000W，設直流電VCC為220V，VCES=10V，功率應留有一定余量，則PO=1.5PO'=1500W。則變壓器初級的6.5Ω

　　若超聲波換能器諧振時等效電阻RL＝200Ω，則輸出變壓器次級／初級圈數比

    以上稱謂阻抗變換，是通過輸出變壓器實行的。

　　　　　        塑料焊接機常用的幾種超聲波換能器

　　輸出變壓器是超聲波發(fā)生器阻抗匹配、傳輸功率的重要部件，它的設計與繞制工藝對發(fā)生器的工作安全是十分重要的。它不僅會以漏感、勵磁電流等方式影響電路的工作，其漏感還是形成輸出電壓尖峰的主要原因。為此，在設計時，應選取具有高磁通密度B，高導磁率μ，高電阻率ρc和 低矯頑力Hc的高飽和材料作鐵芯。一般在防止高頻變壓器的瞬態(tài)飽和時，在設計時要注意如下幾點：

    1．工作磁通密度B的選取

    　鐵芯材料的磁感應增量ΔB愈大，所需線圈匝數愈少，直流電阻R也愈小，從而線圈的銅損 Pm也愈小。ΔB取得高時，傳輸的脈沖前沿就愈陡。因此，在設計變壓器時，選取高磁通密度的材料作鐵芯，這對降低變壓器的損耗、減小體積和重量都是很有利的。為了避免在穩(wěn)態(tài)或過渡過程中發(fā)生飽和，一般選取工作磁通密度B≤Bs／3為宜，這里Bs為磁芯的最大和磁通密度。

    2.要保證初級電感量足夠大

    一般要求變壓器初級阻抗應滿足下式關系：WLl≥15RL'，其中RL' 為次級負載所算到初級邊的等效電阻值，WLl為初級電感感抗，若初級電感量太小，勵磁電流將比較大，勵磁電流過大，變壓器的損耗將增加，溫升隨之增高，從而降低Bs，使變壓器進入飽和的可能性增大。

    3．要考慮“集膚效應”的影響   

在高頻工作時，流過導線的電流會產生“集膚效應”。這相當于減少了導線有效截面積，增加了導線的電阻，從而引起導線的壓降增大，導致變壓器溫度升高，結果增大了變壓器進入飽和的危險性，建議采用小直徑的多股導線并繞的方法。

                              恒波2000W超聲波焊接機發(fā)生器內部結構圖

三、調諧匹配

     由于壓電換能器有靜電容Co，磁致伸縮換能器有靜電感LO，在換能器諧振狀態(tài)時，換能器上的電壓VRL與電流IRL間存在著一相位角φ，其輸出功率PO＝VRLIRLcosφ。由于φ的存在，輸出功率 達不到最大值。只有當φ=0時，輸出功率達最大值。因此為了使換能器上電壓VRL與電流IRL同相   (φ=0)，則必須在換能器上，并上或串上一個相抵消的抗。對于壓電換能器而言，即并上或串上一 個電感L0即可，而磁致伸縮換能器應并上或串上一個電容C0。

     壓電換能器的阻抗或導納等效電路如圖1．52所示。

    在等效電路圖中　式中R'(f)，X'(f)為串聯(lián)電阻和電抗；R(f)，G(f)，B(f)為并聯(lián)電阻、電導和電納。它們都是頻率 的函數。并聯(lián)調諧和串聯(lián)調諧電感量由下式確定：

下面我們比較一下兩種調諧的差異   

　　圖1-53，1-54是一種換能器兩種調諧計算曲線，由計算表明，

1由于換能器的串聯(lián)電抗比并聯(lián)電抗小，故有L串<L并，

2并聯(lián)調諧不改變換能器并聯(lián)電導響應，而串聯(lián)調諧后電導響應呈雙峰，導納圓圖為二個重疊的圓。

3串聯(lián)調諧的有功阻比并聯(lián)調諧后有功阻小，即串聯(lián)調諧可獲得相對低的輸入電阻。

4從串、并聯(lián)調諧的輸入相角過零點情況看，作為寬帶特性并聯(lián)調諧優(yōu)于串聯(lián)調諧。

5目前在功率超聲中用串聯(lián)調諧較多，除上述串聯(lián)的特性外，還有當換能器負載有短路現(xiàn)象時，因串聯(lián)調諧有電感串在發(fā)生器輸出回路中，不會使功放負載造成完全短路。在實際匹配電路調節(jié)中，有時要稍調獲感性負載為好，對功放電路有利，有的末極功放發(fā)射極上串上一小電感可能也有好處。前面也曾提到，作為電壓開關的D類功放，容性負載造成對高次諧波的短路作用，會給開關帶來危險。但也要注意感性負載會使管子反峰電壓增加。

四、關于匹配電感的設計

　　匹配電感通常就是鐵蕊線圈的電感，其電感量可按下式計算。

　式中&omega;為線圈匝數，Sc為鐵芯有效截面積(cm2)；lc鐵芯平均磁路長度(cm)；&mu;e鐵芯有效磁導率，

　式中，&mu;~鐵芯磁導率,lg鐵芯中非磁致間隙長度(cm)；因為lg/lc〉〉1／&mu;~,故

所以，由此可見電感L與間隙lg近似成反比，調節(jié)lg間隙即可調節(jié)LO。

設計電感有以下幾個步驟；

(1)   按&omega;sc選鐵芯

式中V為輸出電壓有效值(V)；f為工作頻率(Hz)；B為鐵芯磁感應強度。

一般選MXO一2000E型磁芯較多，匝數計算如下；

(2)計算磁芯間隙lg

(3)確定導線

    考慮到高次諧波和超聲頻率較高，順計及高頻電流的鄰近效應和集膚效應的因素。當f>10kHz時由鄰近效應引起的交流電阻R~約為其直流電阻Rd的2&mdash;10倍，銅耗pr也要比直流銅耗Pro增大同樣倍數。令增大倍數為k，則：

Pr=kPro

　　因此，為維持電感線圈的正常升溫，電流密度必須按照常規(guī)允許值的1／k-1來選擇。

關于集膚效應，常用高頻電流的穿透深度B來表示：

式中，&mu;為導線磁導率，r為導線電導率。

　　為減少集膚效應的影響，所選導線直徑D必須小于兩倍穿透深度B，否則采用扁平線或者高頻線。

　　在功率超聲中其頻率為15-40千赫的匹配電感導線可以采用多股塑膠線，一般問題不大。

　　匹配電感連續(xù)工作8小時如果溫升正常，則表明設計是成功的。